1.同步和异步
同步：MOSFET管，效率高，价格贵，零件数多，电路复杂
异步：二极管，效率低，价格低，电路简单
同步整流上管S1和下管S2需要一相同频率信号以互补方式进行驱动，保证S1导通时S2截止，S1截止S2导通
异步二极管损耗，在电压输入输出电压较大可以不进行考虑，低电压场合，输出1.8V，二极管导通压降（0.6V）导致的损耗会导致输出电源转化效率急剧下降
2.电感的选型
温升电流：电感产生40℃对 应电流，温升电流>满载时峰值电流，温升电流>限流保护点（过流或短路不饱和）
MPQ2314，过流保护点典型值4A，满载2A，电感峰值电流是2.58A，过流保护点3.36A，选4A，留20%以上余量
饱和电流：电感下降30%对应的电流
饱和电流=4/3平均电流（经验值）
饱和电流选择：
先确定负载电流
后计算电感流过电流
实际电流<选型电流*80%（如实际电流4A，选5A以上）
输出额定电流*1.3<温升电流<饱和电流
DCR直流等效电阻
自谐振频率：频率之下，电感效应阻抗与频率正相关，频率之上负相关，电容效应，是开关频率10倍以上
感值误差
感值计算：
BUCK（同步，异步加二极管电压）：
占空比：
BUCK：D=Vout/Vin
BOOST：D=（Vout-Vin）/Vout
步骤：
确认输出电流Iout
确认电感值：
E=dNΦ/dt
E：感应电动势
Φ：磁通量
N：匝数
磁通量↑—>磁感应强度↑—>电流↑（NΦ=电感系数L*电流i）
E=dNΦ/dt=dLi/dt=Ldi/dt
电感电压计算公式：V（t）=L * di/dt—>
V=L*ΔI/Δt（电流变化曲线的时间轴抽象划分为n多个Δt，对应的电流变化量为ΔI）—>
V*Δt=L*ΔI
L：电感系数
t：时间
V：产生的感应电压
di：电感电流峰峰值△iL（电流的微分）
dt：上管开通时间（时间的微分）=D*T
di/dt：电流对时间的导数（理解为电流变化的快慢），单位时间内电流变化情况，不是电流
电感上电流不能突变
储存的能量不能突变
电流变化率可突变
伏秒定律：
导通阶段电感电压*导通时间（伏秒积）=关断阶段电感电压*关断时间（伏秒积）
导通阶段电感电压*导通时间=L*ΔI（ΔI：导通时间电感电流的变化量）
关断阶段电感电压*关断时间=L*ΔI（ΔI：关断时间电感电流的变化量）
导通时间=占空比*开关周期=占空比*1/开关频率
关断时间=(1-占空比)*开关周期=(1-占空比)*1/开关频率
导通阶段电感电压
*
导通时间=导通阶段电感电压
*
占空比
/
开关频率=L*ΔI
Voff*toff=Voff*(1-D)/fsw=L*Ioff
加在电感两端电压：Von=Vin-Vout，此时电感由电压Von励磁（提供磁场），电感增加的磁通为Von*Ton
磁通：
磁感应强度B和与它垂直方向某一横截面积S的乘积，叫做穿过这个平面的磁通量，简称磁通，符号“Φ”。
Von*ton=Von*D/fsw=L*Ion
=L*ΔI=L*r*Idc=L*r*Io
L=Von*D/fsw*r*Io
L=(Vin-Vout)*D/fsw*r*Io
Lmin=（Vin-Vout）*Vout/（△I*f*Vin）—>
Lmin=（Vin-Vout）*Vout/（r*Io*f*Vin）—>
Lmin={【（Vin-Vout）*Vout】/Vin}/r*Io*f
L=(Vin-Vout)*D/fsw*r*Io
断开，由于输出电流的连续，二极管导通，电感削磁，电感减少的磁通为Vout*Toff
闭合与断开状态达到平衡，Von*Ton=Vout*Toff，由于占空比D<1，所以Vin>Vout，实现降压功能
Voff*toff=Voff*(1-D)/fsw=L*Ioff
=L*ΔI=L*r*Idc=L*r*Io
L=Voff*(1-D)/fsw*r*Io
L=Vout*(1-D)/fsw*r*Io
Lmin=（Vin-Vout）*Vout/（△I*f*Vin）
Lmin=（Vin-Vout）*Vout/（Irpp*Fsw*Vin）
Lmin=（Vin*Vout-Vout^2）/（Irpp*Fsw*Vin）
Lmin=【（Vin*Vout-Vout^2）/Vin】/Irpp*Fsw
Lmin=【（Vout-Vout^2)/Vin】/Irpp*Fsw—>
Lmin=【Vout*（1-Vout/Vin）】/Fsw*Irpp
【L≥Vout*（1-D）/（△I*Fs）】
最小电感值由输出电压，开关频率所决定
△IL（输出电感上纹波电流）=Irpp
Irpp(电感峰值电流)=0.5*Irate(输出额定电流)
Irpp决定选用电感及输出电容大小
Irpp电流大—>使用大容值低ESR输出电容—>小的输出电压纹波，Irpp电流小—>选择大感值电感，为平衡这矛盾，将Irpp选为额定输出电流的50%
△I（电感峰值电流）=20%～30%*Iout（最大输出电流）
△I（输出电感上纹波电流）=10%～60%*Iout（最大输出电流）
△I=30%～50%*Iout（所需的负载电流）
Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp—>
Lmin=2*【Vout*(1-Vout/Vinmax)】/Fsw*Irate
电流参数：
流过的最大电流：Imax=Iout+0.5* △I=Iout+0.25* Iout=1.25Iout
MP1470：5V，463mA—>Imax=1.25Iout=578.75mA，△I=0.5Iout=231.5mA—>饱和电流=（Imax+△I）/ 0.8=1012.8125mA
MP1471：3.3V，2635mA—>Imax=3293.75mA，△I=1317.5mA—>饱和电流=5764.0625mA
饱和电流>Imax，温升电流>输出电流Iout
Iout=电源芯片最大输出能力电流（实际留70%～80%余量）
温升和饱和电流>最大电流*1.2（饱和电流>最大输出电流+0.5电感纹波电流）
如输入12V，输出1.2V，2A，开关频率500K，r=0.4
占空比：D=Vout / Vin=1.2/12=0.1
T=1/f
toff=（1-D）* T
L=[（Vout*toff）/ r]/ Iout
L=Vout*（1-D）/ rf I
Ipk（电感电流值）=（1+r/2）*Iout
Ipeak：电感的峰值电流
Ipk=Idc+Ipp/2
=Idc+0.5*{[（Vin-Vout）*ton] / L}
=Idc+0.5* {[（Vin-Vout）*T*DC] / L}
Lmin=（Vin-Vout）*Vout/（△I*f*Vin）
=（12-1.2）*1.2/ （2*0.3*500K*12）
=12.96/ 3600K
=0.0036K
=3.6uH
L=3.6uH*1.25=4.5uH
选4.7uH
△I=0.45A（23%）
Imax=2+0.45/2=2.225A
经验：最大电流+△I < 饱和电流*0.8
（2.225+0.45）/ 0.8=3.3A
选顺络饱和电流4.97，温升电流3.3A
Boost：Lmin=2【Vin*（1-Vin/Vout）】/Fsw*Irate；20%精度，5%设计裕量，L=（1+20%+5%）*Lmin=1.25*Lmin，选稍大的标称电感
如输入4.2V，开关频率1.2MHZ，输出电流500mA，输出电压5V
L=2.24uH*1.25=2.8uH
比2.8uH稍大标称电感为3.3uH
Imax=Iout+0.5* △I=Iout+0.25* Iout=1.25Iout=1.25*0.5A=0.625A
选电感量3.3uH，饱和电流>0.625A功率电感，顺络的叠层功率电感
饱和电流和温升电流中较小值进行设定
回路中的额定电流，且是额定电流的1.5倍以上，如图
叠层比绕线散热性好，损耗小，ESR值更小，成本较低，绕线耐电流>叠层耐电流
带屏蔽（屏蔽罩或磁性胶水涂覆）罩好，改善EMI
电容下列公式来选择：
I=C * dv/dt
C=I/（dv/dt）
C=I*（dt/dv）
整理后可得：
C≥2*△I/（8*Fs*△V）
△V：纹波电压
△I：峰对峰电感电流
假设电容串联阻抗可忽略，如陶瓷电容，乘数2代表直流偏压造成的电容值下降
3.减小噪声纹波方法
纹波：直流电源输出，叠加在直流稳定量上的交流分量
纹波电压通常用有效值或峰峰值表示
较强纹波造成浪涌电压或电流产生，导致烧毁用电器，干扰数字电路逻辑关系
加大输出电感和电容（低频）
使用前馈操控办法（低频）
加大输出电容值可以延缓导通时间，增大电源的调节时间达到减小纹波目的
反比：（电感内）电流波动大小与电感值
反比：输出纹波和输出电容值，vripple=Imax/（Co*f），输出电容Co↑—>纹波vripple↓
输出电容，铝电解电容达到大容量目的，电解电容抑制高频噪声效果不好，esr大，旁边并联一个陶瓷电容，弥补不足
输入端电压Vin不变，电流随开关变化，输入电压提供电流不好，靠近电流输入端（buck是switch附件）并联电容来提供电流
二级滤波，再加一级LC滤波器
根据去除纹波频率选择合适电感电容值，需要考虑反馈比较电压的采样点（采样点选在LC滤波器之前）
采样点选在LC之前，输出电压会降低（电感有一个直流电阻），有电流输出时，电感上有压降产生，导致电源输出电压降低，压降随输出电流变化
柱形电感价格低体积小，LC选柱形电感，柱形电感是开放式结构，对周围产生严重磁干扰，采用2个电感并排放置，且电流流入方向相反，引导磁通从一个磁柱到另一个磁柱，降低电磁干扰
降低输入前端低频纹波：增加滤波，电容电感滤波电路LC，π型，前端及后端增加稳压器
电源输出之后接LDO滤波
优：输出电压恒定，不改变原有反馈系统
劣：成本高，功耗高
需要高精度输出上，如服务器信号，医疗设备高精度仪器
纹波一般在10mV以下
DCDC+LDO（5V—>3.3V—>1.5V）
DCDC（5V—>1.5V）
高频SMPS，切换频率3.2MHz或6.4MHz，纹波小于5mV，效率90%
LDO：5V—>1.5V，中间加SMPS，不改善效率
二极管后接电感（EMI滤波）
抑制高频噪声，针对产生噪声的频率，选择合适的电感
输出二极管后再接一个π型线路进行滤波，比LC滤波效果好一点，称CLC滤波器
在二极管上并电容C或RC
二极管高速导通截止时，考虑寄生参数，在二极管反向恢复期间，等效电感电容成为一个RC振荡器，产生高频振荡，为了抑制，在两端并联C或RC缓冲网络，电阻取10-100Ω，电容取4.7pf-2.2nf
C和RC取值需反复试验，选用不当，造成更严重振荡
电源工作频率低，效率满足，二极管可选择反向恢复时间慢的二极管
降低开关器件动作带来纹波噪声：根据实际电路参数及性能要求进行调整
场效应管D级与输入正之间加RC，MOS反向恢复时间比二极管慢2到3倍，以避免形成直通电流，产生很强磁场，增大输出噪声干扰，通过栅极加电阻调节开关速度，不影响关断速度在栅极并一个二极管
场效应管DS端并联RC降低噪声干扰，电容100p，电容值过大导致场效应管开关损耗加大，电阻小于10Ω
降低线路寄生及耦合：设计上改善寄生参数（PCB走线和布局），施加共模滤波
变压器初次级之间加法拉第屏蔽层
变压器的绕组通过高频电流时，变压器将变成有效的磁场天线，变压器绕组又承受跳跃电压，即变压器也变成了电场天线，在初次级之间加法拉第屏蔽层可收集隔离边界处的噪声，电流，并予以转移到原边地，但铜箔应为非常薄的铜箔带，尽量避免涡流损耗并减小漏感，注意，铜屏蔽层末端不应有电连接，否则会形成磁短路
降低变压器漏感
采用三明治绕法可使初次级绕组耦合更加紧密，使漏感得以减小，从而到达减小dcdc电源模块噪声的目的
变压器输出绕组并联的合理设计
当电源输出电流较大时，通常我们会采用两个绕组并联的方式进行使用，这两个绕组通常分置于原边绕组内外，所以直流阻抗会略有差异，从而有可能产内部环流，电压波形也会出现严重的振铃，并且电磁干扰会变的更加严重，以及有可能会出现意外的大量发热，如果输出绕组一定需要并联使用
共模纹波噪声抑制
输出选用专门规划的EMI滤波器
下降开关毛刺起伏
4.动态响应
负载电流突变时，输出电压是否能尽快稳定下来，动态响应考察的是输出电压VOUT和负载电流IL的关系（负载突变，电源相应响应时间，突变响应期间内，输出电压出现瞬间过冲，后回到正常输出状态，对过欠冲幅度大小，响应时间长短来测量）
仿真实例：
5.输入电压范围及输出电流
输入12V，输出3.3V，负载电流4A—>可选4-16V输入，0.6-5.5A输出，（6A，电流降额80%)
输入电压变化范围1：2
5V（4.5V-9V），12V（9-18V），24V（18-36V），48V（36-75）
输入12V，输出3.3V和2635mA—>MP1471_4.7-16，500K，2.5A同步，4.7UH
输入12V，输出5V和463mA—>MP1470_4.7-16，500K，2A同步，2.2UH
6.DCDC环路
环：指的是有大电流流过的闭合回路
BUCK：
闭合：电源—>开关—>电感—>电容
打开：电感—>电容—>二极管
电感电流不能瞬变，L中电流逐渐上升，并在L两端产生左端正右端负的自感电势，L将电能转换为磁能存储起来，电感储能
闭合环路，变化的电流产生磁场，为了降低EMC，设计PCB时，环路设计应该尽量小，同时，不要干扰了模拟电路，比如反馈回路，增益补偿，使能部分，输入增加π型滤波器，磁珠，电感可以增大RC高频吸收器
输入TVS抗浪涌，防反接保护电路，输入电容大，上电时充电电流过大，增加PTC（正温度系数热敏电阻）进行限流
L中电流不能突变，这时电感L两端产生右端正左端负的自感电势（反向电动势），电流值逐渐下降，电感L中储存的磁能转化为电能释放出供给负载
二极管作用：和电感负载构成回路，即续流
BOOST：
闭合：电源—>电感—>开关，电容—>电阻
闭合，输入电压加在电感上，电感由Vin励磁，电感增加磁通为Vin*Ton
电源给电感充电，电容给负载供电
二极管作用：防止输出电容对地放电，防止能量损耗（此时MOS导通，电阻很小为几十毫欧，mos管电压很低，电容较高电压，对地进行放电，造成能量损失，降低BOOST电路效率）
打开：电源—>电感—>二极管—>电容—>电阻
断开，输出电流的连续，二极管导通，电感削磁，电感减少磁通为
（Vout-Vin）*Toff
开关闭合与断开达到平衡，Vin*Ton=（Vout-Vin）*Toff，由于占空比D<1，实现升压
电源与电感同时给电容充电，给负载供电
电感值↓—>储存能量↓—>电压升不上去
电源值↑—>开机时充电电流↑—>电感饱和或电源无法启动
电容值↓—>纹波↑（开关闭合时，负载完全由电容供电）
BUCK-BOOST：
闭合：
闭合，电感由Vin励磁，电感增加磁通为Vin*Ton
输入电压通过电感返回，在电感上储能，此时电容放电，给负载供电
闭合：打开
断开，电感削磁，电感减少磁通为Vout*Toff
开关闭合与断开达到平衡，增加磁通=减少磁通，Vin*Ton=Vout*Toff，根据Ton比Toff值不同，可能Vin<Vout，也可能Vin>Vout
7.DCDC选型
输入输出电压
输出电流（负载电流大小）
输出通道数量
成本
纹波：轻载纹波较大，示波器20M带宽来测试
效率：轻载影响待机功率，重载影响温升
瞬态响应：要求输出电压波动越小越好，一般按峰峰值10%以下要求，实际要注意按推荐值选用反馈电容，常见取值在22p到120pF
开关频率
反馈参考电压及精度
线性稳定度和负载稳定度
线性稳定度：输入电压变化输出电压稳定性
负载稳定度：输出负载变化输出电压稳定性
一般要求1%，最大不超3%
EN电平
保护性能：过流保护，过热保护
其他：软启动，热阻，封装，温度范围
8.LAYOUT规则
输入电容靠近Vin引脚（电容阻抗不同，高频电流在电容中分配不均匀，回路长度相当即高频电流会均匀分配到每个电容中）
芯片Vcc滤波电容靠近引脚（输入电容器和二极管在与IC相同的面，尽可能在IC最近处）
加粗地线宽度或接地铜皮面积，不同层多打地孔
反馈电阻靠近FB，RFB到FB引脚要短（短而直接反馈连接，反馈电阻和补偿部件靠近芯片）
电感选取屏蔽型
电感正下方不要有地线（电感量辐射影响地平面电平），下方Bottom Lay布线影响不大
MP1470：
输入端地和GND引脚短而粗
输入端电容和IN引脚短而粗
干线SW，磁性元件，开关管，功率二极管噪声源远离敏感模拟区域（如FB）
TPS54540
SW连接为开关节点，续流二极管和输出电感靠近SW引脚，路径最小化，防止过渡电容耦合（电感靠近芯片的SW，输出电容靠近电感放置）
RT/CLK引脚对噪声敏感，电阻接近IC，布线最小长度
两个环路面积越小越好，每一个电流环看成是一个环路天线，会产生辐射，会引起EMI问题，也会干扰板上其它的电路，而辐射大小与环路面积呈正比
电流环生产高频磁场会在离开环路约0.16λ以后逐渐转换为电磁场，由此形成的场强大约为：
辐射的大小与环路的面积，频率的平方，电流的大小呈正比
2个环路有公共的部分，1个环路包含另1个环路，导致大环路电流各个器件节点可能不一样，不好用公式计算
辐射产生原因：电流产生磁场，电流是变化的，磁场也是变化的，电流环围绕的面积里面的磁通量会随电流动态变化而变化，磁场生电场，电场生磁场形成了电磁波
整个大环看成输入环路（输入环路不是实际电路回路，它本身存在2个电流环路差值）和输出环路叠加
是等效方法，目标知道总的大回路磁通量变化，等效后可求
输入环路和输出环路磁通量情况
输入环路等效电流是输入电容的电流
输入环路电流（Cin）和输出环路电流（电感）
开关切换时，输入环路电流会突变（有很大di/dt），磁通量也是突变（变化速度快），存在很多高次谐波
频率↑—>辐射强度↑—>高次谐波更容易被辐射出去
输出环路电流是三角波，没有突变，高次谐波辐射强度小些
2Mhz两者强度相差不大（2-3个db左右），10Mhz相差20db，频率越高，差得越多
输入环路高频谐波能量>输出环路
引起EMI超标是高频超标，输入环路造成EMI更高
BUCK输入环路非常重要，环路面积要小
环路面积小，不是走线短（走线短不一定环路小，目标是环路面积，不是长度）
布局走线走成扁的形状
开关管在芯片内部，输入环路是芯片IN管脚，与GND管脚，以及输入滤波电容形成的环路
最理想layout直接将输入滤波电容跨接到芯片IN脚和GND脚
电容下面走不了宽线
将输入电容放置到PCB背面，在Vin和GND管脚正下方放置滤波电容，通过过孔接过去（过孔存在寄生电感，会增加这个环路电感，导致发生LC振荡，直接的现象是在SW处产生高振铃，意味着这个环路谐振频率信号分量很强；整个板子噪声很大）
环路面积不大，天线效应不强，信号强度变大，辐射不一定差
异步Buck，这个二极管构成输入回路一部分，它的位置与输入滤波电容同样重要，要放得离芯片SW比较近
boost最重要是输出回路，类似于buck输入回路
小信号（FB，补偿电路）远离大电流回路，远离电感
大的电流回路要把GND地看进去，不要用这些走线分割了大电流回流地GND路径（底层FB走线不是最短的，是饶了一下）
心中要有电流环
开关断开，电流咋流，开关导通，电流咋流，然后找到电流突变的那个环，那就是最重要的，得优先处理
红色阴影部分，是交流电流区域，噪声非常高，要注意隔离，其他小信号不得与这个区域在相邻层
红色实线和虚线，有高频大电流，需要缩短寄生电感，走线足够短，过孔足够多
SW这个点，电压一直跳变，有很强EMI噪声，需要用地屏蔽，立体包地
CHF一定要有，否则在VSW信号上会有很强的开关噪声
9.电源芯片厂商
国产：晶丰明源，上海贝岭，南芯
10.续流管型号，选择
SK54
BUCK选择快速恢复二极管或肖特基二极管作为续流二极管，保护元件不被感应电压击穿或烧坏，并联接到产生感应电动势元件两端，形成回路，产生的高电动势在回路以续流方式消耗
至少2倍于最大电流，瞬间抗9过载能力强，使用最大电流50A超快速二极管也行
续流二极管选型：按继电器线圈工作电压/电流，4007耐压大于800V，电流1A，在4007两端并0.1uF/400V CBB（聚丙烯）电容，抑制干扰效果更好
11.BUCK损耗
输入功率=输出功率+损耗
效率=输出功率/输入功率
DCDC损耗=直流损耗（占5%）+交流损耗（占2%-5%）
交流损耗=开关损耗+死区损耗+驱动损耗+电感铁损
直流损耗=MOS传导损耗+二极管传导损耗，电感DCR损耗
如Rds（on）=10mΩ，二极管正向导通电压Vd=0.5V，DCR=2mΩ，输入12V，输出3.3V，10A
P=I^2*Rds（on）*D + I*Vd（1-D） + I^2*Rdcr=4.09W
=I^2*10mΩ*D + I*0.5V（1-D） + I^2*2mΩ
100A*10mΩ*（3.3/12）+10A*0.5V（1-3.3/12）+100A*2mΩ
100A*0.01Ω*0.275+7.25A*0.5V+100A*0.002Ω
27.5A*0.01Ω+7.25A*0.5V+100A*0.002Ω
0.275+3.625+0.2
4.1W
效率=（3.3V*10A） /（ 3.3V*10A+4.1W）
=33 / 37.1
≈88.95%
高边MOS传导损耗
P=R*I^2*（Vout / Vin）=0.1*4*（5/12）=0.167W
低边MOS传导损耗
P=R*I^2*（1-Vout / Vin）=0.08*4*（1-5/12）=0.187W
高边MOS开关损耗
P=0.5*Vin*I*（上升时间+下降时间）*Fsw=0.5*12*2*（20*10^-9+20*10^-9）*1*10^6=0.48W
死区时间损耗（上管和下管不可能完全同步，两个管子都处于关断状态时，称为死区时间，此时两个管子的体二极管有传导损耗，这部分损耗与频率成正比）
P=2*Vf*I*t=2*0.7*2*50*10^-9=0.14W
IC控制电路功率损耗
P=Vin*Icc=12*1.2*10^-3=0.014W
栅极电荷损耗
P=P高+P低=2*Qg*Vdriver*Fsw=2* 2*10^-9* 5* 1*10^6=0.02W
电源IC功率损耗总和
P=0.167+0.187+0.48+0.14+0.014+0.02=1.008W
电源IC功率损耗约为1W
大部分损耗：
MOS：开关损耗（或称栅极驱动损耗），导通损耗（或称传导损耗）
二极管：导通损耗，关断损耗
导通损耗与导通期间电流大小，导通时间成正比，二极管的正向导通电压VF有关，VF↓—>效率↑（如肖特基二极管）
关断损耗与反向恢复特性有关，反向恢复时间短—>效率↑（肖特基二极管不考虑反向恢复损耗，高温漏电流大）
二极管损耗>MOS损耗
导通损耗=I*VF*（1-D）=Iout*VF*（1-Vout/Vin）
I：导通期间平均电流
输出电压↓（降压型）—>功耗↑（处于导通状态时间长）
小部分损耗：
电感和电容内阻
降低损耗：
同步整流
芯片内集成低导通电阻的MOSFET
低静态电流
跳脉冲控制模式
12.电感损耗
线圈损耗（导通损耗）：DCR（直流阻抗），ACR
DCR↓—>效率和温升效果越好
铜损占电感损耗的大部分，磁损与工作频率，磁芯特性相关，频率越高，磁损越大
线圈直流电阻↑—>铜损↑
频率大时，导线趋肤效应，电流在导线表面流动，导线较粗，导线中间部分相当于没起到作用，解决趋肤效应用较细导线多股并绕
电感↑—>电感纹波电流↓—>输出纹波电压↓
电感↑（磁芯相同）—>DCR↑—>饱和和温升电流↓
磁芯损耗（铁损）：磁滞损耗，涡流损耗，剩余损耗
铁损指交流信号在磁芯和屏蔽材料中的损耗
交流频率↑—>损耗↑
铁氧体磁芯是陶瓷铁磁材料，由氧化铁与氧化锰或氧化锌混合物构成的晶体结构，容易磁饱和，磁芯损耗小，另一种磁芯是金属（铁粉），磁饱和过程比较舒缓，磁芯损耗大
铁损与磁芯的磁通变化量有关，变化量↑—>铁损↑，磁通变化量与电感上电流变化量成正比
输出电感选择铁损小的磁芯或降低电感上的电流变化量
13.开关频率影响
优：体积小，瞬时响应快，电压过冲下冲小
频率↑—>输出电容电感小—>节省电路板面积（频率↑—>电感量↓和体积↓）
频率↑—>电感圈数↓—>直流阻抗↓
频率升高后，电感在一个开关周期所需要存储释放的能量也就减小，因此不需要太大的电感值
频率*2，其他不变—>ton和toff减少一半—>伏秒数减少一半—>△I（单位电感量的伏秒数）减少一半—>r=△I/Idc减少一半（Idc没变）
仍要纹波系数保持，因频率加倍而减少一半的△I也增加一倍，实现的方法是使电感量减少一半
电感能量处理能力（与电感的体积相关）为1/2*L*Ipk^2，L减少一半，Ipk不变，所需电感体积也减少一半
峰值电流不变，所需电感额定电流与频率无关
频率↑—>纹波↓（纹波要求不变，频率增大，电感值相应可以减小）
不同频率电容值和电感值：
劣：效率低，热量多
频率↑—>负载周期↓—>电压↑（需求低电压点无法达到，如处理器核心电压降到1V以下）
最小导通时间：
负载周期（占空比）=mos导通时间/整个开关周期=Vout/Vin
最小占空比=最小导通时间*开关频率
最小输出电压=输入电压*最小占空比（不低于参考电压）
最小导通时间150ns时最小输出电压：
直流电源转换器提供更低输出电压，必须省略部分脉冲，降低输入电压或减少开关频率，选择开关频率前，最小导通时间符合要求
驱动脉冲不够快，无法达到占空比，会省略部分脉冲（脉冲跳跃）以提供所需低电压，纹波电压因脉冲间隔变大而升高，输出纹波会出现次谐波成分，带来噪声，限流电路无法正常操作，组件不会对大电流突波做出响应，有时控制器不能工作，控制回路不稳定
潜在问题：省略脉冲（脉冲跳跃）和噪声，最小导通时间，误差放大器增益频宽，mos阻抗和开关功耗
效率与功耗：
频率↑—>效率↓—>耗电↑—>散热片或扩大铜箔面积（开关频率每增加1倍，效率降低2%）
影响因素：
功耗：mos驱动功耗，mos开关功耗，电感功耗，mos阻抗与组件功耗，电容功耗（可忽略，使用等效串联阻抗很小的陶瓷电容）
5V输入1.8V输出效率：
改善各频率下效率，选择低导通阻抗，低栅极电压，满负载时静态电流小的直流电源转换器，等效阻抗更小的电容和电感
组件尺寸：
电容和电感焊盘面积>个别组件，个别零件使用面积加在一起（ic，滤波器，电阻和电容焊盘面积），然后乘以2以便容纳组件距离，得到所需总面积
频率↑—>滤波器↓—>电路板面积↓
瞬时响应：
电源供应波德图，相位边限制在45-55度之间，提供 良好阻尼瞬时响应
瞬时响应时间和相关电压峰过冲值
交越频率约为开关频率的1/8，放大器频宽足以支持高交越频率，放大器增益频宽典型值为5MHz
穿越频率↑—>带宽↑（环路带宽变宽）—>负载响应↑，线电压响应↑；穿越频率≤工作频率/2
带宽越宽，越容易引入噪声，系统稳定性越差
频率↑—>过冲↓（频宽变大）—>稳压精度↑（要求包含瞬时电压值在内的稳压精确度达到3%）
多个功率级电路并联，再以不同相位，得到高开关频率，如4组500KHz开关频率输出接在一起，得到2MHz有效频率（减少纹波，缩小输入电流容量，加快瞬时响应，功率分散到整张电路板更好散热）
器件限制：接通延迟时间，上升时间，关断延迟时间，下降时间
开关损耗：开关损耗限制
开关功率损耗=每个开关产生的能量损耗*开关频率
开关频率↑—>开关损耗↑，注重效率不可接受
磁性元件损耗：
绕组的趋肤效应和临近效应，绕组的涡流损耗增加，迟滞损耗增加
软开关困难：
需要添加大量辅助电路或非常精确的控制软开关方法不是很好
高频引起问题：
电路寄生参数影响电路性能，如变压器一次侧和二次侧，寄生电容，变压器漏感，PCB布线之间的寄生电感和寄生电容引起振动和EMI问题
系统对莫些频率干扰敏感
非隔离buck开关频率从400K～3M不等，用的最多在1M左右
频率↑—>电容高频特性要求高
频率↓—>电容容量有要求
14.测试项目
电气性能测试
负载变化快：CPU和GPU核电压
负载变化慢：普通IO电压
示波器：耦合方式为交流耦合，量程为20mV每格点，带宽设为20MHz，阻抗为1MΩ
测试项目：
输入电压不变，不同负载电源纹波（负载电流调整率：电流从0到最大电流跳变，输出电压变化率，单位是%/A）
从0到3A因为芯片控制模式为PWM和PFM/PSM，在两者切换时存在较大纹波变化
输出负载不变，不同输入电压纹波（线性负载调整率：额定负载下输出电压随输入电压变化而发生的变化率）
输入电压不变，设定大负载变化，测试动态响应
电子负载设定在动态输入，具体负载变化为0-3A，斜率为3A/uS，改变不同负载值及不同变化斜率，示波器观察并记录纹波值
TI：纹波为-60mV
国产拓尔：纹波为84mV
过压保护
过流保护
静电防护
其他测试：效率（电源功率计测试），温升，器件封装，绿色，焊接
开尔文测试法：
注意：
连线：线损越小越好，直径1mm多股铜线最佳，以免造成过大压降，负载电流较大时，缩短输出引脚与各负载间距离，增加导线截面积减小过大压降
采用单通道探头直接测量法测试输出，避免输入输出共地和外界干扰产生测量误差
确保前级供电限流合理，输出容性负载≤技术手册规定值
线性电压调整率：
如额定负载600mA，输出电压5.01V（最大输入电压，额定负载），输出电压5V（最小输入电压，额定负载），输出电压5.01V（标称输入电压，额定负载）
线性电压调整率=[(5-5.01) / 5.01]*100%=-0.2%
负载调整率：
负载调整率=[（a-b）/b]*100%
a=a1和a2中偏离b最大值
a1=输出电压（标称输入电压，10%负载）
a2=输出电压（标称输入电压，100%负载）
b=输出电压（标称输入电压，50%负载）
输出电压精度：
如输出设定电压12V（标称输入电压，满载），额定负载144Ω，测试输出电压12.039V（标称输入电压输出电压）
输出电压精度=[（12.039-12）/ 12]*100%=0.325%
交叉调整率：
双路或多路输出，主路输出端取样电压形成闭环控制回路，主路负载电流变化对其输出电压影响不大，辅路电压是通过变压器耦合得到的，主路，辅路负载电流变化都会导致辅路输出电压变化相差比较大，双路或多路输出每路输出负载一定要平衡应用（负载平衡度最好不超过5%），否则会导致输出电压和负载调节率超出精度范围
交叉调整率=[（a-b）/ b）]*100%
a=其他一路带载10%输出电压（主路带载100%）；其他一路带载100%输出电压（主路带载10%）
b=其他一路带载50%输出电压（主路带载50%输出电压）
效率：
如标称输入12V，100.7mA，满载输出11.951V，83.6mA
η
（艾塔或伊塔）=[（0.0836*11.951）/ （0.1007*12）]*100%=82.68%
外壳温升测试
用热成像仪或热电偶
温升=壳温-环境温度（外壳温度50℃，环境温度25℃，温升=25℃）
输入反射纹波电流：
滤波器未滤除完全的纹波电流反射到输入端的交流分量，输入反射纹波电流测量需要在前端接入电感和电容元件来匹配源阻抗
启动时间：
输入开启后输出相对于输入达到目标电压值时响应延迟时间，额定满负载下测得，外接滤波器（包括输入输出电容）均会大大延迟启动时间
纹波和噪声：
纹波和噪声采用峰-峰值计量（mVP-P）
第一，示波器带宽设置为20MHz，可以有效防止高频噪声
第二，采用平行线测试法，双绞线或靠测法
平行线测试法：
双绞线法：
在Vo与0V之间接上阻性负载（假负载），在双绞线末端接一个10uF电解电容，在测量点连接时，一端接在Vo上，另一端接到地平面端
示波器靠测法：
示波器地线夹会吸收各种高频噪声干扰测量结果，为屏蔽干扰采用靠测法，示波器探头接在每路输出端测试
实测：
安规测试：
产品认证中对产品安全的要求，如强制认证CCC
项目：
限功率电源测试
限流源测试
电容放电测试
输入测试
高压测试
温升测试
潮湿测试
高低温试验
漏电流测试
耐压测试
接地电阻，连续测试
绝缘阻抗测试
电源线拉力测试
稳定性测试
插头扭矩测试
外壳受力测试
跌落测试
应力释放测试
电池充放电测试
球压测试
元器件异常测试
过载测试
滚筒跌落试验
7大安全：防电击，能量危险，防火，热量危险，机械危险，辐射，化学危险
常规测试项目：
功率因素和效率
平均效率
输入电流
浪涌电流
电压调整率
15.环路增益（波特图）测试
是德科技示波器，频率响应测量包括控制环路响应（伯德图）和电源抑制比（PSRR），此类激励响应测量由低频网络分析仪完成，示波器内置了函数/任意波形发生器也可测量
控制环路响应（伯德图）
电源是包含负反馈控制环路放大器，电源看做直流放大器，实际上会放大交流信号并对输出条件变化做出响应（如负载变化）
为实现控制环路响应测试，需要注入一个误差信号到控制环路的反馈路径中，反馈路径指R1和R2电阻分压器网络，把一个较小的电阻器串联到反馈环路中，才能注入一个误差信号
电阻采样上分压电阻上串入一个小电阻，通过一个音频变压器注入正弦信号，检测正弦信号经过环路后的相移与幅值衰减
网络分析仪频率模式有“扫描”和“单点”模式，选择“扫描”模式并设置扫描起止频率，开始频率设置100Hz，停止频率设置大于开关频率
然后设置每十倍频的点数，一般设为最大50个点
最后设置注入电压的振幅与阻抗，振幅需要根据实际设置，阻抗保持50Ω
选择注入电压振幅大小方法：单点模式，增大电压至正弦波尚未畸变，此时电压大小是合适的
得到最终伯德图关注穿越频率，相位裕度，增益裕度这些指标
Vin和Vout在某些测试频率点上纹波电压非常小，很容易被示波器本底噪声或待测电源自身噪声所淹没，提高测试信噪比（输出信号电压与同时输出噪声电压比，分贝表示，高表明产生杂音越少）可以提高频率响应测试动态范围，使用1:1无源探头更好降低示波器底噪和开关噪声影响，进而提高测试信噪比，是德科技示波器推荐使用35Hz带宽1:1无源探头
缩短探头地线长度对测试有帮助，探头标配接地线有时候会像天线一样吸收开关噪声，如果在Vin和Vout测试点附近有接线柱，可以去掉标配的长地线和探头帽
环路响应测试使用带有电源测试选件的示波器，用固定200
测试结果中低频时增益和相位结果有抖动，说明在这种频率下信噪比可能太低，把所有频段注入电压幅值提高，提高注入电压可能造成信号失真或0dB穿越时对应的相位裕度结果不对
测量工具里的幅值配置功能来定制不同的注入电压，通过幅值配置功能，在待测电源不敏感的频率段使用高幅值注入电压，开关电源反馈网络一般在0dB穿越点附近最敏感，这个电源板是60KHz左右
测试项：环路稳定性（环路增益）
测试方法：
在电源环路中串联一个小电阻R5
在电阻上施加一个微小的交流信号
测量电阻两端电压的幅值和相位
改变交流信号的频率，获得环路增益的幅频和相频曲线
电阻采样上分压电阻上串入一个小电阻，通过一个音频变压器注入正弦信号，这个正弦信号一般由网络分析仪产生，检测这个正弦信号经过环路后的相移与幅值衰减
环路稳定性评价指标：
相位裕度和增益裕度，同时穿越频率也应作为一个参考指标
相位裕度：增益降到0dB时所对应的相位
增益裕度：相位为0deg（度）时所对应的增益大小（实际是衰减）
穿越频率：增益为0dB时对应的频率值
相位裕度，增益裕度，穿越频率，如图（波特图）：
相位容限即相位裕度，增益容限即增益裕度
3个原则判定电源环路稳定性：
室温和标准输入，正常负载，闭环回路增益为0dB（无增益）的情况下，相位裕度是应大于45度；输入电压，负载，温度变化范围大，相位裕度不应小于30度
同步检查在相位接近于0角度时，闭环回路增益裕度应大于7dB，为了不接近不稳定点，一般认为增益裕度12dB以上是必要的
同时依据测试的波特图对电源特性进行分析，穿越频率按20dB/Dec（每个10的次方变化20db）闭合，频带宽度一般为开关频率的1/20～1/6
16.增益30dB功率放大多少
dB=10lg(输出功率W/输入功率W），电压或电流dB=20lg()
如：10lgx=30dB，lgx=3dB，x=10^3=1000
17.电感过大过小影响
Fsw：开关频率
电感值↑—>Ripple↓（即电流越稳定，EMI辐射干扰↓）
电感值↑—>瞬时反应↓（电流变化跟不上电压变化；电感阻碍电流变化）
可能：
开关关闭—>电流还在上升阶段
开关打开—>电流还在下降阶段
自我谐振频率：
自我谐振频率>10*切换频率
如：切换频率2.5MHz，自我谐振频率大于25MHz
电感值↑—>谐振频率↓（越难达成上述目标）
内阻：
电感值↑—>绕圈数↑，内阻↑—>转换效率↓，IR Drop（电压降）↑
18.1个周期各元器件电压电流波形
MOSFET导通，输入电压给电感和电容充电，通过它们把能量传递给负载，在此期间，电感电流线性上升
MOSFET断开，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管
MOSFET的导通时间定义为PWM信号的占空比(D)。D把每个开关周期分成[D × tS]和[(1 – D) × tS]两部分，它们分别对应于MOSFET的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)
19.负载电流对电感量和体积影响
输入电压，输出电压，D不变，负载电流*2—>r减少原来一半（△I没变）
为使r保持不变，需要使△I也相应增加一倍，△I是单位电感量伏秒数，伏秒数不变，使△I增加一倍的唯一方法是使电感量减少一半
电感量与负载电流成反比
负载电流增加一倍，保持r不变，则峰值电流Idc*（1+r/2）也增大一倍，但是电感量减少一半，所以电感的能量处理能力（电感的体积）1/2*L*Ipk^2将增大一倍
电感体积与负载电流成正比
负载电流大小—>电感线径尺寸粗细
负载电流变化di/dt—>磁芯大小和绕线圈数
20.开关电源拓扑
开关电源：包括AC-DC，DC-DC
隔离和非隔离：
隔离：输入和输出之间没有直接电气连接（绝缘高阻态，没有电流回路）
非隔离：输入和输出之间有直接电流回路（如输入输出之间共地）
应用场合：
隔离：
系统前级，提高抗干扰
安全要求，市电AC-DC或医疗，保证人身安全
远程工业通讯，降低电势差和导线耦合干扰
非隔离：
板内IC或部分电路供电，性价比和体积
电池供电，续航力要求严苛
单端反激式：
单端指高频变化器磁芯仅工作在磁滞回路一侧（通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器）
反激指开关管导通时，高频变压器T初级绕组感应电压为上正下负，整流二极管处于截止状态，在初级绕组中存储能量，当开关截止时，变压器初级绕组中存储的能量，通过次级绕组激二极管整流和电容滤波后向负载输出
正激：脉冲变压器的原/副边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器副边同时对负载供电（反激：不对负载供电，即原/副边交错通断）
21.BUCK在SW节点电压尖峰产生原因
Q1：关—>开，Q1导通瞬间，正在导通的体二极管VD突然被加上反向电压，瞬间产生非常大反向恢复电流（SW到GND产生很大di/dt），通过寄生电感L2产生很高的电压幅值（在SW节点），且之后L1，L2与VD反向恢复时的等效电容C产生谐振，引发更高的电压尖峰，且伴随振铃现象
本质：
寄生L和C（储能元件）的特点‘
体二极管正向续流阶段突然加上反向电压导致
解决方案：
自举电路处理
开关切换波形上升时间取决于上桥Q1导通速度，Q1受浮动驱动器驱动，驱动器供电来自自举电容
上桥导通速度↓—>开关波形和电流脉冲上升时间↑
上桥导通速度↓—>开关损耗↑—>效率↓
自举原理：
开关电源NMOS做上管，需要增加自举驱动电路
D接Vin，S极电压不定，NMOS导通接近高电平Vin，G需要更高电压，板子已无比Vin更高电平，采用自举驱动电路
自举电容通过二极管接到VCC端，下接上MOS管的S极
当驱动电路驱动下MOS管导通时，VCC通过二极管、RBOOT、下MOS管，对CBOOT充电
当下管关断后，驱动电路导通上MOS管，CBOOT的下端电压变为VIN，由于电容两端电压不能突变，所以CBOOT上的电压自然就被举了起来。这样驱动电压才能高过输入电压，就能保持上管持续导通
RC缓冲抑制电路
添加RC缓冲电路可抑制振铃现象，同时造成开关切换损耗增加
RC缓冲电路紧靠开关节点和功率地处，使用外部MOS开关的BUCK转换器，RC缓冲电路应当直接跨过下桥MOS的漏极和源极放置
MOS管GS波形振铃：
IC出来波形正常，到C1两端有振荡（R1，L1，C1三个元件串联振荡引起）
RLC串联谐振电路，L1和C1不消耗功率，R1起到阻值振荡的作用阻尼作用（实际上电阻值决定C1两端会不会振荡）
R1>2（L1/C1）^0.5时，为过阻尼情况
GS时域波形上升沿变缓，幅频特性曲线在极点处远小于-3dB，不会发生振荡
R1=2（L1/C1）^0.5时，为临界情况
GS时域波形达到最佳状态，幅频特性曲线在极点处接近于-3dB，不会有振荡，且波形最佳
R1<2（L1/C1）^0.5时，为欠阻尼情况
出现振铃，幅频特性曲线在极点处高于0dB，发生振铃，甚至振荡
振铃问题处理：
增大R1，使R1≥（L1/C1）^0.5，来消除振荡，R1↑—>电源效率↓，选择接近临界的阻值
减小PCB走线寄生电感L1（布局布线注意）
增大C1，不太好改变，C1↑—>开通时间↑，不去改变
最主要是在布局布线，走线长度“整个驱动回路的长度”越短越好，另外可以适当加大R1
22.输出纹波范围
输入5V，输出1.8V，3A—>最多20mV纹波电压_（也叫峰值，大约输出电压1%）
CPU供电电源（1.2V，0.8V）—>30mV以内（CPU内核和DDR供电电压50mV大小）
纹波表示：有效值，峰值，绝对量，相对量
如：电源稳压状态，输出100V，5A，测得纹波有效值10mV（绝对量）
相对量：纹波系数（纹波率）=纹波电压/输出电压=10mv/100V=0.01%（万分之一）
纹波与噪声：
纹波：开关过程，电能从输入端到输出端，在输出电容形成充电和放电过程，造成输出电压波动，波动频率与开关频率相同，波动时输出纹波（开关电源运行时功率开关管动作时产生的，由于功率开关管是通过PWM进行控制产生的脉冲电流，然后通过滤波电感和电容产生直流电，因此在输出电压会存在和开关频率一致的纹波，主要是开关噪声）
噪声来源：SWITCH的开关，电感中电流也是在输出电流 的有效值上下波动，所以在输出端也会出现一个与SWITCH同频率的纹波
开关电源输出纹波来源5方面：
输入低频纹波：
输出电解电容容量受限，导致输出低频纹波残留，整流滤波电路输出直流电压中含有沟通低频纹波，该沟通纹波经DC/DC改换器衰减后，在输出端表现为低频噪声，选用前级预稳压和增大改换器闭环增益来消除
高频纹波：
来源高频功率开关切换电路
功率器材开关过程中发生的超高频谐振噪声：
来源于高频整流二极管反向恢复时二极管结电容，功率器材开关时功率器材结电容与线路寄生电感的谐振，经过选用软恢复特性二极管，结电容小的开关管和削减布线长度削减超高频谐振噪声
闭环调理操控引起的纹波噪声：
闭环调理器参数不适当引起的输出纹波增大：
调理器输出添加对地补偿网络，可抑制调理器自激引起的纹波增大
选闭环调理器开环扩大倍数和闭环调理器参数，开环扩大倍数过大会引起调理器振荡或自激，增大输出纹波，过小开环扩大倍数使输出电压稳定性变差及增大纹波，调试中根据负载情况进行调理
反馈通道中不添加纯滞后滤波环节，使延时滞后降到较小，以添加闭环调理的快速性和及时性，对抑制输出电压纹波有利
闭环调理操控引起的纹波噪声：
输出电压进行闭环控制，调理器参数规划不适当引起纹波，当输出端动摇时经过反馈网络进入调理器回路，导致调理器自激振荡，引起附加纹波
纹波主要来自工频50Hz变压器，纹波电压频率是50nHz，n取自然数，大小取决于整流电路类型，半波整流是1，全波整流是2，三相全波整流是6（即300Hz），幅值小，轻易滤掉，纹波可做到几mV
噪声：自身产生高频脉冲串，发生在开关导通与截止瞬间产生尖脉冲所造成，噪声频率比开关频率高的多，噪声电压大小与电源拓扑，变压器绕制，寄生参数，测试外部电磁环境，PCB布线有关
纹波噪声大影响运放精度，干扰AD或DA工作
纹波电压对高放，本振，混频，滤波，检波，A/D变化等电路都会产生影响
噪声来源3方面：
芯片本身输出不恒定，有纹波，只能接受
无法实时响应负载对于电流需求的快速变化，通过感知其输出电压的变化，调整其输出电流，从而把输出电压调整回额定输出值（负载电流变化频率低，很好做出调整，保持输出电压稳定，负载瞬态电流变化频率高，出现跌落，产生噪声）
负载瞬态电流在电源路径阻抗和地路径阻抗上产生的压降，引脚及焊盘有寄生电感，瞬态电流流经产生压降，负载芯片电源引脚处电压会随着瞬态电流变动而波动，是阻抗产生的电压噪声，在电源路径表现为负载芯片电源引脚处的电压轨道塌陷，在地路径表现为负载芯片地引脚处的电位和参考电位不同
MOS导通和截止时候，都会有一个与SWITCH上升下降时间频率相同或奇数倍频的噪声，一般为几十MHz
二极管在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻电容和电感串联，会引起谐振，产生噪声频率为几十MHz，这2中噪声一般交高频噪声，幅值比纹波大很多
共模噪声（寄生参数引起的共模纹波噪声）：开关电源功率器件使用外壳作为散热器，产生等效电容导致
功率器材与散热器底板和变压器原，副边之间存在寄生电容，导线存在寄生电感，当矩形波电压作用于功率器材时，输出端发生共鸣纹波噪声，减小与操控功率器材，变压器与机壳地之间的寄生电容，并在输出侧加共模抑制电感极电容，可减小输出共模纹波噪声
Hi3516A：
core电源有4种：
Media（Media电源）：1.1V，≥2A
DDR（DDR内核电源） ：1.1V，≥1A
CPU（CPU电源）：1.1V，≥1A
VDD（内核电压）：1.1V，≥1A
23.控制模式（调制方式）
PWM（脉冲宽度）：频率不变，脉冲宽度变（功率越大，占空比越大，导通时间越长）
优：控制电路简单，输出纹波电压小，频率特性好，线性度高，重负载效率高，噪声低（PWM是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，再进行数模转换，可将噪声影响降到最低）
劣：轻负载效率低（负载变轻，效率下降；开关频率很高，交流损耗很大），误差放大器影响，回路增益及响应速度受到限制
PFM（脉冲频率）：脉冲宽度不变，频率变
定宽调频，输出电压发生变化，通过环路调整，使脉冲频率发生变化（负载电流瞬间增大，电流反馈将迅速提高PFM频率，提高输出电流）
优：轻负载效率高（长时间使用，小负载耗电小；导通时间短，直流损耗小，效率高），频率特性好
峰值中：PFM效率=PWM效率
峰值之前：PFM效率>PWM效率
重负载：PFM效率<PWM效率
劣：纹波频谱分散，没有规律，滤波电路设计困难
频谱分析随机缺点（时域中的任何电信号都可以由一个或多个具有适当频率、幅度和相位的正弦波叠加而成。换句话说，任何时域信号都可以变换成相应的频域信号，通过频域测量可以得到信号在某个特定频率上的能量值）
PSM（脉冲跨周期）：频率和脉冲宽度都不变，脉冲时有时无
定频定宽，负载为最重，驱动信号满频工作，负载变轻时，跳过一些开关周期，被跨越周期内，开关管保持关断状态，负载发生变化时，改变跨周期出现次数，实现对系统控制
优：轻载下，比PWM效率高，开关损耗与输出功率成正比，与负载变化关系不大
劣：输出纹波电压大
控制开关管在一个周期内是否工作来调节输出功率
达到稳定后，开关管平均工作功率（有效频率）由负载决定
负载足够大，开关管在每个周期内均工作，此时有效频率达到最大工作频率fmax=1/T，一般开关管在部分周期内导通，此时有效频率小于fmax
调制度越大，被跳过的周期越多
Buck电路CCM和DCM工作模式
CCM（连续导通模式）：在一个开关周期内，电感电流从不会到0
DCM（非连续导通模式）：在开关周期内，电感电流总会到0
BCM（边界或边界线导通模式）：控制器监控电感电流，检测到电流为0，开关闭合，电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，BCM变化器是可变频率系统，称临界导通模式或CRM（循环传导模式）
24.电压型与电流型控制
对反馈信号的不同取样方法
电压型：输出电压为反馈信号，与参考值偏差经比较器放大后与锯齿波比较产生控制脉冲
反馈点都在最远端，所有DCDC外部FB管脚都是电压反馈输入，一定要从最远的负载端引线
电流型：高频变压器原边输出电流为采样反馈信号组成电流闭环，以电压反馈组成信号组成电压外环，电压外环的输出偏差作为电流内环的给定，与电流反馈信号比较产生控制脉冲
电流反馈有2个回路，一个是电压反馈，一个是电流反馈，电压反馈仍然在DCDC外部，电流反馈回路在DCDC内部，这个反馈回路实时监测DCDC输出电流，在DCDC启动和运行时，都能更好让系统稳定，电流反馈能提供更快响应速度
25.输出电流控制
控制最大输出电流：输出端串入电阻或磁性元件采样电流，再反馈到EN或FB
输入电流*输入电压*效率=输出电流*输出电压
电流通过采样电阻，采集上面电压得到，实现恒流输出—>mcu加pid控制
电流环进行反馈或电压反馈处理（反馈方式调节，闭环控制）
提高输出电流：
优化DC-DC特性（采用低通态阻抗的开关元件，低阻值储能电感，肖特基续流管或mos）
26.汽油车电压范围
13.8V-14V
27.输出电流选择
额定输出电流=裕量系数（取1.5～1.8）*用电设备最大吸收电流
28.升压和降压效率
降压效率高：
相同负载，升压工作电流≈降压工作电流*2，器件内阻，大电流损耗大，，电池在大电流放电比小电流容量小
升压低压端电流>输出端电流，电路损耗一定，升压消耗电能>降压消耗电能
升压在开关闭合导通后级没有电流，降压在导通和截止，后级都有电流
升压先通过逆变电路把直流变为交流，才能再升压，降压直接通过简单降压电路完成
降压型集成低导通电阻MOSFET，采用同步整流，可达到95%转换效率
轻载高效方法：
降低芯片待机功耗
进行零点检测，关闭IC内部不需要模块
降低开关频率，进入打嗝模式（输出不正确，停止输出，过断时间后输出，循环，像打嗝一样）
进入休眠模式
29.降低上电瞬态电流
短时的大电流脉冲，这种电流脉冲通常被称为“输入浪涌电流”
串电感—>抑制短时间内瞬态（对变化率越快电流，抑制作用越明显）
原理：线圈通过电流—>形成磁场感应—>产生感应电流—>抵制通过线圈中的电流（电流与线圈相互作用关系称为电的感抗，即电感）
感抗XL=jωL，ω为角频率，即瞬态电流（变化很快的电流），变化很快—>角频率很快—>感抗很大—>电阻很大—>阻碍电流作用大
串NTC（负温度系数的热敏电阻）—>抑制相对长一点时间瞬态
电阻随温度升高而降低，开启室温电阻很高，限制电流，后NTC由于自身散热而迅速升温至约110℃，电阻减小到室温1/15
限制电流上升速率的有源电路（MOS管及延时网络电路）
DC-DC输入端接有容性滤波电路，在开机加电时需要为滤波电容C1，C2充电，会瞬间产生较大的浪涌电流，此时MOS管未导通，随着延时电路（R2，R3，DZ1，CA1）给MOS管栅G加电，使漏源极逐渐导通，减小开机瞬间由输入端的容性滤波电路充电而产生的浪涌电流值，电路进入稳定状态，漏源始终处于导通状态
控制启动上电电流，加延时或加串电阻（功率电阻器，只适合微功率开关电源），软启动方案
串联固定电阻器配合晶闸管
上电时，VS截止，电流经过R1，R1起到限流作用，达到一定条件，VS导通，R1断路
30.保护
输入保护电路有过流保护，过压保护，浪涌抑制，对电压冲击，EMC有重要作用
FUSE：选具有安规认证的慢断保险丝，推荐值5W以下1A/250V，10W-15W（2A/250V），20W-60W（3.15A/250V）
额定电流过大起不了作用，过小容易因起机时输入电容充电引起误熔断
只有过流保护作用，保险丝实际熔断电流=额定电流*1.5
MOV：压敏电阻，输入浪涌电压保护（保险丝，压敏电阻形式有过压，过流保护功能，有些具有防雷击保护）
压敏电压高于用户正常工作电压，并留有一定余量
通流量大于防雷电路设计的通流容量
根据应用端口，防护等级选压敏电阻和二极管
熔断电阻器与保险丝作用相同
过压保护：保护后续电路免受甩负载或瞬间高压破坏
过压器件作用方式不同分为钳位型和开关型
开关型（防雷器件）：陶瓷气体放电管，半导体放电管，玻璃放电管
陶瓷气体放电管：单独使用，弧光压（电离的气体(空气)在带电体和地之间或带电体之间的短路）>用户正常工作电压，并留有一定余量；与MOV配合使用，直流击穿电压>用户正常工作电压，并留有一定余量，通流量大于防雷电路设计的通流容量
半导体放电管：信号接口电平<Vs，并留有一定余量；过浪涌等级选不同通流量TSS（固体放电管）；电路正常工作电流≤TSS保持电流
玻璃放电管：直流击穿电压高于用户正常工作电压，通流量大于防雷电路设计的通流量容量
钳位型：瞬态抑制二极管，压敏电阻，ESD放电二极管
NTC：热敏电阻（负温度系数，阻值随温度升高降低），减少启动过程中冲击电流（抑制浪涌电流能力），输入功率大，选绕线电阻
C1：滤波，高频低阻电解电容，电容耐压降额80%
C2：陶瓷，去除高频噪声，推荐值1uF/50V
:TVS：模块异常时保护后级电路
双路或三路输出，输入应用电路相同，输出看做2个或3个独立变压器选择滤波参数
防反：
二极管防反
二极管单向导电性
优：方法简单，安全可靠，成本低
劣：输出端有0.7V压降（安森美快速恢复二极管）；电流过大，损耗高（2A电流，1.4W损耗），发热大（要加散热器）；反向电压稍微偏大，并未完全截止，有比较小漏电流通过，使用时需留足余量
PMOS管防反
刚上电时，MOS管寄生二极管导通，S极电压为VCC-0.6，G极为0，PMOS导通
当电源反接时，G极为高电平，不导通
实际应用中PMOS的GS之间再加一个电阻比较好，这种方法也有PMOS和NMOS之分，都是利用MOS管寄生二极管以及导通性，NMOS导通电阻<PMOS导通电阻，电源反接后，MOS管是断路
整流桥防反
桥式整流电路，无论什么极性都能工作，导通后有2个二极管压降，发热是二极管防反2倍
保险丝+稳压二极管防反
当电源Vin接反时，稳压二极管D1正向导通，负载的负压为二极管的导通电压Vf，Vf一般比较低，不会烧坏后级负载电路，同时，Vin反接时，D1正向导通，电压主要落在F1上，因此开始时电流会迅速上升，直至超过F1的熔断电流，保险丝F1熔断，电源断开，不会因为电流过大而烧坏D1
当电源Vin输入比较高时（比如大于稳压管的5.6V），因为稳压管D1存在，所以负载端获得电源约为5.6V，那么F1上就会有比较大的电压（Vin-5.6V），电流会上升比较快，直至F1熔断，电路获得保护
保险丝：
熔断电流>后级负载正常工作电流（正常使用时不能熔断）
稳压二极管：
稳压值>正常Vin电源输入（正常电源输入时不能击穿稳压），稳压值<后级能允许最大输入电压（稳压值不能烧坏后级电路）
最大允许电流+上电时负载电流>保险丝击穿电流（如果不满足此条件，电源过压输入时，在保险丝击穿之前，稳压管会因为通过的电流过大而烧坏）
反接电路时负压Vf<1.5V，后级电路应能允许接入1.5V负压不会烧坏
此电路应用于功率比较小电路中，小于500mW
EMC滤波电路：
辅路输出电压精度受负载影响大，，要求负载比例平衡，如满载主路900mA，满载辅路100mA，
实际主路负载90mA，辅路10mA
对辅路电压精度要求较高时，加LDO（主要应用于辅路负载较轻，导致输出电压升高场合）
静电保护：
雪崩二极管：信息线并联雪崩二极管到地，利用雪崩二极管快速响应并且具有稳定钳位的能力，可以在较短的时间内消耗聚集的高电压
高压电容：将耐压至少为1.5KV的陶瓷电容放置在I/O连接器或信号位置，同时连接线尽可能短，减小连接线的感抗
铁氧体磁珠：衰减ESD电流，且抑制辐射
火花间隙法：铜皮构成微带线层使用尖端相互对准的三角铜皮构成，三角铜皮一端连接在信号线，另一个三角铜皮连接地，当有静电时会产生尖端放电进而消耗电能
LC滤波器：减小高频静电进入电路，电感的感抗特性能很好的抑制高频ESD进入电路，而电容又分流了ESD高频能量到地，还可以圆滑信号边缘
多层板：完整的地平面靠近走线，使ESD更加快捷的耦合到低阻抗平面上
电路板外网留保护带：在电路板周围画出不加阻焊层的走线，条件允许走线连接至外壳，走线不能构成一个封闭的环，形成环形天线
有钳位二极管的CMOS器件或TLL器件：利用隔离原理进行保护
31.高频原因
相对相控电源
效率高
体积重量小
低成本
模块化
高可靠性
动态呼应
32.最大占空比
已知频率=800k
周期=1/频率=1/800k
最大占空比=1-最小关闭 /周期=1-最小关闭*频率
最小占空比=1-最小接通 /周期=1-接通时间*频率